Конспект лекций Кафедра передачи дискретных сообщений и телеграфии (пдс и Т) Для специальности: 200900 icon

Конспект лекций Кафедра передачи дискретных сообщений и телеграфии (пдс и Т) Для специальности: 200900



НазваниеКонспект лекций Кафедра передачи дискретных сообщений и телеграфии (пдс и Т) Для специальности: 200900
Дата17.10.2016
Размер
ТипКонспект

Московский технический университет связи и информатики


Теория и техника телекоммуникаций

Учебный пакет для дистанционного обучения




ПЕРЕДАЧА

ДИСКРЕТНЫХ

СООБЩЕНИЙ

Конспект лекций




Кафедра передачи дискретных

сообщений и телеграфии (ПДС и Т)




Для специальности: 200900

направления 550400


Разработчик:
Кандидат технических наук, доцент

кафедры ПДС и Т
Зюко Владимир Андреевич



Москва 2001


ОГЛАВЛЕНИЕ



Предисловие


. . . . . . . . . . . . . . . .

4

Глава 1.

СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ ДИСКРЕТНЫХ СООБЩЕНИЙ . . . . . . . . . . . .


5

1.1.

Основные понятия и определения . . . . . .

5

1.2.

Структурная схема системы ПДС . . . . . .

8

Контрольные вопросы . . . . . . . . . . . . .





14

Глава 2.

ЗАЩИТА ОТ ОШИБОК . . . . . . . . .

15

2.1.

Методы защиты от ошибок в системах без обратной связи . . . . . . . . . . . .


15

2.2.

Построение корректирующих кодов . . . . .

16

2.3.

Классификация корректирующих кодов . . . .

18

2.4.

Линейные коды . . . . . . . . . . . .

19

2.5.

Циклические коды . . . . . . . . . . .

22

2.6.

Системы с обратной связью . . . . . . . .

25

Контрольные вопросы . . . . . . . . . . . . .





28

Глава 3.

УСТРОЙСТВА ПРЕОБРАЗОВАНИЯ СИГНАЛОВ . . . . . . . . . . . . .


29

3.1.

Назначение и классификация устройств преобразования сигналов . . . . . . . . .


29

3.2.

Дискретный канал с амплитудной модуляцией .

30

3.3.

Дискретный канал с частотной модуляцией . .

31

3.4.

Дискретный канал с фазовой модуляцией . . .

33

3.5.

Дискретный канал с относительной фазовой модуляцией . . . . . . . . . . . . .


34

3.6.

Дискретный канал с многопозиционной модуляцией . . . . . . . . . . . . .


35

Контрольные вопросы . . . . . . . . . . . . .





37

Глава 4.

^ СИНХРОНИЗАЦИЯ В СИСТЕМАХ ПДС . . .

38

4.1.

Синхронизация в синхронных и стартстопных системах ПДС . . . . . . . . . . . .


38

4.2.

Поэлементная синхронизация . . . . . . .

39

4.3.

Групповая синхронизация . . . . . . . .

43

Контрольные вопросы . . . . . . . . . . . . .





47

Список литературы . . . . . . . . . . . . . .




48

ПРЕДИСЛОВИЕ


Курс «Передача дискретных сообщений» является продолжением и развитием предшествующего курса «Теория электрической связи». В нем предполагается более углубленное изучение принципов передачи дискретных сообщений и построения систем передачи дискретных сообщений с акцентом на практическое инженерное состояние и развитие средств связи.

В курсе сначала излагаются общие вопросы построения систем передачи дискретных сообщений, затем принципы построения отдельных составляющих этой системы: устройств защиты от ошибок, устройств преобразования сигналов, устройств синхронизации.

Для закрепления материала и контроля за его усвоением в каждой главе имеются вопросы.
^

Глава 1. СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ ДИСКРЕТНЫХ СООБЩЕНИЙ



1.1. Основные понятия и определения


В общем случае под информацией понимают совокупность сведений о каких-либо событиях, явлениях или предметах.

Сообщение - это информация, представленная в определенной конкретной форме. Одна и та же информация может быть передана с помощью разных сообщений. Например, информация о часе приезда вашего приятеля может быть передана по телефону или в виде телеграммы. В первом случае мы имеем дело с информацией, представленной в непрерывном виде (непрерывное сообщение). Будем считать, что это сообщение вырабатывается некоторым источником - в данном случае источником непрерывных сообщений. Во втором случае - с информацией, представленной в дискретном виде (дискретное сообщение). Это сообщение вырабатывается источником дискретных сообщений.

При передаче сообщений по телеграфу информация заложена в буквах, из которых составлены слова, и цифрах. Очевидно, что на конечном отрезке времени число букв или цифр, называемых в дальнейшем символами, является конечным. Это и является отличительной особенностью дискретного или счетного сообщения. В то же время число различных возможных значений звукового давления, измеренное при разговоре, даже на конечном отрезке времени будет бесконечным. В дальнейшем будем рассматривать только вопросы передачи дискретных сообщений.

Информация, содержащаяся в сообщении, передается получателю по каналу передачи дискретных сообщений (ПДС) (рис.1.1). Рассмотрим основные характеристики тракта передачи, в состав которого входят канал ПДС, источник (ИС) и получатель (ПС) дискретных сообщений.


ИС

Канал ПДС

(система ПДС)


ПС

Рис.1.1


Источник дискретных сообщений характеризуется алфавитом передаваемых сообщений ^ A. Пусть объем этого алфавита (число символов алфавита) K, а вероятность выдачи символа aiA (1iK) равна p(ai).

Количество информации в сообщении (символе) определяется в битах - единицах измерения количества информации. Было предложено определять количество информации на одно сообщение ai выражением


I(ai) =.


Среднее количество информации H(A), которое приходится на одно сообщение источника независимых сообщений


.


Определенное таким образом среднее количество информации называется энтропией источника дискретных сообщений. Энтропия максимальна, если символы источника появляются независимо и с одинаковой вероятностью.

Определим энтропию источника сообщений, если K=2 и p(a1)=p(a2)=0,5. Тогда


.


Отсюда 1 бит - это количество информации, которое приходится на один символ источника дискретных сообщений в том случае, когда алфавит источника состоит из двух равновероятных символов.

Среднее количество информации, выдаваемое источником в единицу времени, называют производительностью источника


H’(A)=H(A)/T (бит/с),


где T - среднее время, отведенное на передачу одного символа (сообщения).

Для каналов передачи дискретных сообщений вводят аналогичную характеристику - скорость передачи информации по каналу R. Она определяется количеством бит, передаваемых в секунду. Максимально возможное значение скорости передачи информации по каналу называется пропускной способностью канала и обозначается C.

Сообщение, поступающее от источника, преобразуется в сигнал, который является его переносчиком в системах ПДС. На приемной стороне сигнал преобразуется в сообщение. Система ПДС обеспечивает доставку сигнала из одной точки пространства в другую с заданными качественными показателями. Система передачи сообщений, в состав которой входят преобразователи сообщение-сигнал-сообщение, приведена на рис.1.2.


ИС

Преобразователь сообщения в сигнал


Система ПДС

Преобразователь

сигнала в сообщение


ПС

рис.1.2


Различаются два вида дискретных сигналов: дискретный сигнал непрерывного времени и дискретный сигнал дискретного времени.

^ Дискретные сигналы непрерывного времени могут изменяться в произвольные моменты времени, но их величины принимают только разрешенные (дискретные) значения.

^ Дискретные сигналы дискретного времени (сокращенно дискретные) в дискретные моменты времени могут принимать только разрешенные (дискретные) значения.

Сигналы, формируемые на выходе преобразователя дискретного сообщения в сигнал, как правило, являются по информационному параметру дискретными, т.е. описываются функцией дискретного времени и конечным множеством возможных значений.

В технике передачи данных такие сигналы называют цифровыми сигналами данных (ЦСД). Рассмотрим далее основные определения, относящиеся к ЦСД.

Параметр сигнала данных, изменение которого отображает изменение сообщения, называется информационным параметром.

u

Элементы ЦСД


U1


д


б


а


в


г


ж


е


з


t


ЗИ

ЗМ

Рис.1.3

На рис.1.3 изображен ЦСД, информационным параметром которого является амплитуда, а множество возможных значений этого параметра равно двум (u=U1 и u=0).

Часть цифрового сигнала данных, отличающаяся от остальных частей значением одного из своих информационных параметров, называется элементом ЦСД.

Фиксируемое значение состояния информационного параметра сигнала называется значащей позицией. Момент, в который происходит смена значащей позиции сигнала, называется значащим моментом (ЗМ). Интервал времени между двумя соседними значащими моментами сигнала называется значащим интервалом времени (ЗИ).

Минимальный интервал времени которому равны значащие интервалы времени сигнала, называется единичным интервалом (интервал а-б, б-в и другие на рис.1.3).

Элемент сигнала, имеющий длительность, равную единичному интервалу времени, называется единичным элементом (е.э.).

Различают изохронные и анизохронные сигналы данных. Для изохронного сигнала любой значащий интервал времени равен единичному интервалу или их целому числу. Анизохронными называются сигналы, элементы которых могут иметь любую длительность, но не менее, чем мин. Другой особенностью анизохронных сигналов является то, что они могут отстоять друг от друга во времени на произвольном растоянии.


^ 1.2. Структурная схема системы ПДС


Структурная схема системы ПДС изображена на рис.1.4. Источник и получатель сообщений вместе с преобразователем сообщения в сигнал в состав системы ПДС не входят.

помеха


от ПС

к ПС


Кодер источника

Кодер канала


УПС

Канал связи


УПС

Декодер канала

Декодер источника

Рис.1.4


Символы aiA от источника дискретных сообщений поступают в виде кодовых комбинаций, которые состоят из единичных элементов. Кодовая комбинация характеризуется основанием кода m и числом единичных элементов, составляющих кодовую комбинацию (длиной кода n), которая отображает передаваемый символ ai. Основание кода характеризует возможное число различных значащих позиций поступающего от ИС сигнала.

В технике ПДС наибольшее распространение получили коды с основанием 2. Такие коды часто называют двоичными или бинарными. Основными причинами широкого использования двоичных кодов является простота реализации, надежность элементов двоичной логики, малая чувствительность к действию внешних помех и т.д. Поэтому в дальнейшем рассматриваются только двоичные коды. Примером двоичного кода является Международный телеграфный код №2 (МТК-2), в котором каждому переданному символу соответствует пятиэлементная кодовая комбинация.

Используя пятиэлементные комбинации, можно организовать передачу 32 символов. Набор символов, предусмотренный кодом МТК-2, является достаточным для передачи обычных текстов. Для передачи данных требуется использовать больше символов. В связи с этим был разработан семиэлементный код МТК-5.

Коды МТК-2 и МТК-5 в технике ПДС называются первичными кодами.

Сообщение, поступающее от источника сообщений, в ряде случаев содержит избыточность. Последнее обусловлено тем, что символы aiA, входящие в сообщение, могут быть статистически связаны. Это позволяет часть сообщения не передавать, восстанавливая его на приеме по известной статистической связи. Так, кстати, поступают при передаче телеграмм, исключая из текста союзы, предлоги, знаки препинания, поскольку они легко восстанавливаются при чтении телеграммы на основании известных правил построения фраз и слов. Конечно, избыточность в принимаемой телеграмме позволяет легко исправить часть искаженных слов (правильно их прочитать). Однако избыточность приводит к тому, что за заданный промежуток времени будет передано меньше сообщений и, следовательно, менее эффективно будет использоваться канал передачи дискретных сообщений. Задачу устранения избыточности на передаче в системе ПДС выполняет кодер источника, а восстановление принятого сообщения - декодер источника.

Рассмотрим основные идеи «сжатия» сообщений или, точнее, сокращения избыточности, содержащейся в сообщении. Пусть в течение времени T передается некоторое сообщение, состоящее из N букв. Каждая буква представлена равномерным n – элементным кодом. Идея эффективного кодирования, направленного на снижение избыточности, основывается на использовании неравномерных кодов - кодов, для которых длина кодовой комбинации будет обратно пропорциональна вероятности появления буквы, которую она отображает. При этом средняя длина кодовой комбинации (математическое ожидание количества единичных элементов)


,


где nk - длина k-й кодовой комбинации, pk - вероятность появления в тексте k-й кодовой комбинации; K - алфавит источника или число разновидностей кодовых комбинаций.

Так как n* должно быть меньше n, то время передачи сообщения


T*=n*N


а коэффициент сжатия


.


Каковы потенциальные возможности сжимающих устройств? Ответ на этот вопрос дает первая теорема Шеннона, согласно которой при любом способе кодирования всегда выполняется неравенство n*H(A), где H(A) - энтропия сообщения, определяемая выражением


.


Таким образом, нельзя закодировать сообщение так, чтобы средняя длина кодовой комбинации была меньше энтропии сообщения. С другой стороны, теорема утверждает, что существует способ кодирования, при котором средняя длина кодовой комбинации будет сколь угодно близкой к энтропии сообщения.

Существует множество различных процедур сжатия, отличающихся эффективностью и сложностью реализации.

С целью повышения верности передачи используется избыточное (помехоустойчивое, корректирующее) кодирование, позволяющее на приеме обнаруживать или даже исправлять ошибки.

В процессе кодирования, осуществляемого кодером канала, исходная кодовая комбинация преобразуется, и в нее вносится избыточность. На приемном конце декодер канала выполняет обратное преобразование (декодирование), в результате которого получаем комбинацию исходного кода. Часто кодер и декодер канала называют устройствами защиты от ошибок (УЗО).

С целью согласования кодера и декодера канала с непрерывным каналом связи (средой, в которой, как правило, передаются непрерывные сигналы) используются устройства преобразования сигналов (УПС), включаемые на передаче и приеме. В частном случае это - модулятор и демодулятор. Совокупность модулятора и демодулятора называют модемом. Совместно с каналом связи УПС образуют дискретный канал, т.е. канал, предназначенный для передачи только дискретных сигналов (цифровых сигналов данных).

Различают синхронные и асинхронные дискретные каналы. В синхронных дискретных каналах ввод каждого единичного элемента производится в строго определенные моменты времени и они предназначены для передачи только изохронных сигналов. По асинхронному каналу можно передавать любые сигналы - изохронные, анизохронные, поэтому такие каналы получили название прозрачных, или кодонезависимых. Синхронные каналы непрозрачные, или кодозависимые.

Дискретный канал в совокупности с кодером и декодером канала (УЗО) называется расширенным дискретным каналом (РДК). Если применительно к дискретному каналу рассматривается передача единичных элементов, принимающих значение 0 или 1, и алфавит «источника», работающего на дискретный канал, можно считать равным 2, то применительно к расширенному дискретному каналу рассматривается передача кодовых комбинаций длиной n элементов и при использовании двоичного кода число возможных комбинаций равно 2n. Следовательно, алфавит «источника», работающего на расширенный дискретный канал, можно считать равным 2n, отсюда и название «расширенный». В технике передачи данных РДК называют каналом передачи данных.

Д
.
искретный канал характеризуется скоростью передачи информации, измеряемой в битах в секунду (бит/с). Другой характеристикой дискретного канала является скорость модуляции B, измеряемая в Бодах. Она определяется числом единичных элементов, передаваемых в секунду. Скорость модуляции B и скорость передачи информации связаны соотношением R=B I, где I - количество бит информации, которое «несет на себе» один единичный элемент.


Пример 1.1. Рассчитаем скорость модуляции B и скорость передачи информации R в дискретном канале. Длительность единичного элемента возьмем равной мс. Будем считать, что каждый информационный элемент несет один бит информации и на каждые семь информационных элементов приходится один проверочный.

С
.

.
корость модуляции определяется как ^ B=1/ и, следовательно, B=1/0,01=100 Бод. Скорость передачи информации будет определяться числом информационных элементов, переданных в секунду, т.е.

R=B I=100 7/8=87,5 бит/с.

Важной характеристикой дискретного канала является верность передачи единичных элементов. Она определяется через коэффициент ошибок по элементам:


Kош=nош/nпер,


т.е. отношением числа ошибочно принятых элементов (nош) к общему числу переданных (nпер) за интервал анализа.

Для характеристики канала передачи данных используются следующие параметры - коэффициент ошибок по кодовым комбинациям и эффективная скорость передачи информации. Коэффициент ошибок по кодовым комбинациям характеризует верность передачи кодовых комбинаций и определяется отношением числа ошибочно принятых кодовых комбинаций к числу переданных на заданном интервале времени.

При определении эффективной скорости учитывается, что не все комбинации, поступающие на вход канала ПД, выдаются получателю. Часть комбинаций может быть забракована. Кроме того, учитывается, что не все элементы, передаваемые в канал, несут информацию.

В системах ПДС дискретные сигналы могут передаваться последовательно или параллельно. При последовательной передаче единичные элементы следуют в канале поочередно. При параллельной передаче единичные элементы объединятся в группы, состоящие из нескольких единичных элементов. Элементы, составляющие группу, передаются одновременно (обычно в разной полосе частот) по отдельным каналам. При заданной скорости передачи последовательные системы (одночастотные) отличаются рядом преимуществ по сравнению с параллельными (многочастотными): лучшее использования мощности передатчика, простота в реализации и т.п.

Различают синхронную и асинхронную передачу дискретных сигналов. При синхронной передаче дискретного сигнала его ЗМ находятся в требуемом постоянном фазовом соотношении со значащими моментами любого другого передаваемого сигнала. При асинхронной передаче дискретного сигнала его ЗМ могут находиться в любых фазовых соотношениях со значащими моментами любого другого сигнала.

В соответствии со структурной схемой (см. рис.1.4) на приемной стороне сначала в УПС определяется вид элемента (0 или 1), затем из элементов формируются кодовые комбинации, декодирование которых позволяет определить вид заданного символа. Такой метод приема в теории передачи дискретных сообщений получил название поэлементного. Рассматривая в общем виде задачу определения вида переданного элемента, ее можно свести к задаче сравнения принятого сигнала с эталоном. Если речь идет о двоичных сигналах, то эталонов достаточно иметь два (или даже один).

Кодовая комбинация представляет собой составной сигнал, состоящий из элементарных двоичных сигналов. Этот составной сигнал можно обрабатывать в целом, сравнивая принятый составной сигнал со всеми эталонами. Однако в данном случае число эталонов будет чрезвычайно велико - равно числу возможных кодовых комбинаций. Хотя прием в целом и обеспечивает большую верность, но вследствие сложности реализации он применяется ограниченно.

Для обеспечения правильного приема переданных сигналов в технике передачи дискретных сообщений приходится решать различные задачи синхронизации.

^ С

инхронизация
есть процесс установления и поддержания определенных временных соотношений между двумя или несколькими процессами. В технике связи, в частности, часто приходится решать задачу установления и поддержания определенных фазовых соотношений между сигналами, вырабатываемыми на передаче и приеме.

Т

ак, на приеме для правильного воспроизведения элементов кодовых комбинаций необходимо уметь отделить один элемент от другого. Для этого могут использоваться различные методы поэлементной синхронизации. Поэлементной называется синхронизация переданного и принятого дискретных сигналов, при которой устанавливаются и поддерживаются требуемые временные соотношения между значащими моментами переданных и принятых элементов этих сигналов.

Для правильного приема символов недостаточно обеспечить правильный прием единичных элементов. Кроме того, необходимо правильно отделить одну кодовую комбинацию от другой. Задача правильного отделения одной кодовой комбинации от другой решается методами групповой синхронизации, которая позволяет устанавливать и поддерживать требуемые фазовые соотношения между ЗМ начал переданных и принятых групп единичных элементов. Заметим, что здесь под группами понимаются последовательности элементов, составляющих кодовую комбинацию.

Простейшим методом, позволяющим на приеме отделить одну кодовую комбинацию от другой, является введение в состав каждой комбинации специальных элементов в начале и конце комбинации. Элемент, стоящий в начале кодовой комбинации, называется стартовым, а в конце - стоповым. Передаваемая таким образом последовательность называется стартстопной. Рассмотренный метод передачи относится к асинхронным, так как передачу любой кодовой комбинации можно начать в любой момент времени.
^
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ




  1. Дайте определение понятиям «информация», «сообщение», «сигнал».

  2. Как определить энтропию источника независимых сообщений?

  3. Дайте определение понятиям «производительность источника», «скорость передачи информации», «пропускная способность канала».

  4. Какой сигнал называется цифровым сигналом данных (ЦСД)? Что такое информационный параметр, значащий момент, единичный интервал, единичный элемент ЦСД?

  5. Чем отличаются изохронные сигналы от анизохронных?

  6. В чем заключается основная идея эффективного кодирования? Сформулируйте и поясните первую теорему Шеннона.

  7. Приведите структурную схему системы передачи дискретных сообщений.

  8. Поясните определения: дискретный и расширенный канал.

  9. Что такое скорость модуляции?

  10. Какие задачи выполняют устройства поэлементной синхронизации? Какие задачи выполняют устройства групповой синхронизации?
^

Глава 2. ЗАЩИТА ОТ ОШИБОК



2.1. Методы защиты от ошибок в системах без обратной связи


В системах без обратной связи (однонаправленных) для повышения верности приема используются следующие основные способы: многократная передача кодовых комбинаций; одновременная передача кодовой комбинации по нескольким параллельно работающим каналам; помехоустойчивое кодирование, т.е. использование кодов, исправляющих ошибки (корректирующих кодов).

Многократная передача кодовых комбинаций является наиболее просто реализуемым способом повышения верности. Пусть передается буква А, число повторений возьмем равным пяти. Если на приемном конце имеем АБААС (буква А исказилась 2 раза, превратившись соответственно в Б и С), то выносится решение о том, что передавалась буква А, поскольку в последовательности из пяти букв она встречалась наиболее часто. Если в принятой последовательности ни одна из букв не повторяется, то принятое сообщение ликвидируется (стирается).

Главный недостаток такого способа - существенное уменьшение скорости передачи. В нашем примере скорость передачи информации уменьшается в 5 раз по сравнению со случаем однократной передачи кодовых комбинаций.

При одновременной передаче кодовых комбинаций по нескольким параллельным каналам (обычно число каналов нечетное) решение о том, какая кодовая комбинация передавалась, выносится методом голосования (т.е. так же, как и при многократной передаче кодовых комбинаций).

При передаче сообщений по ^ N параллельным каналам скорость передачи информации не зависит от числа каналов. Однако при этом существенно возрастают (в N раз!) расходы на аренду каналов.

Более эффективно используются дискретные каналы при применении корректирующих кодов. В однонаправленных системах это должны быть коды, исправляющие ошибки. Широкое распространение на практике получили двоичные корректирующие коды, т.е. коды, при формировании которых используются только два типа элементов: 0 и 1. Только такие коды и будут рассматриваться в дальнейшем.

Какие предельные возможности помехоустойчивого кодирования? Ответ на этот вопрос дает вторая теорема Шеннона, согласно которой, если производительность источника дискретных сообщений меньше пропускной способности канала H’(A)<C, то существует способ кодирования и декодирования, при котором в принципе возможна безошибочная передача сообщений. Если же H’(A)>C, то таких способов не существует.


^ 2.2. Построение корректирующих кодов


Каждому символу исходного алфавита сообщений объема Na поставим в соответствие n-элементную двоичную последовательность (кодовую комбинацию). Возможное (общее) число последовательностей длины n составляет N0=2n. Для обнаружения (исправления) на приеме ошибок должно соблюдаться условие Na<N0.

Если Na=N0, то все возможные последовательности n-элементного кода используются для передачи или, как говорят, являются разрешенными. Полученный таким образом код называется простым, т.е. неспособным обнаруживать (исправлять) ошибки.


Пример 2.1. Для передачи сообщений, число которых равно восьми (Na=8), используется трехэлементный код. Число кодовых комбинаций, которое можно при этом получить, N0=23=8. Комбинации, образуемые трехэлементным кодом, сведены в табл. 2.1.


Таблица 2.1


Номер комбинации

0

1

2

3

4

5

6

7

Вид комбинации

000

001

010

011

100

101

110

111



Из таблицы видно, что комбинация под номером 0 отличается от комбинации 1 только в одной позиции. Следовательно, если при передаче комбинации 000 произойдет ошибка в третьем элементе, то получится комбинация 001 (комбинация 1), т.е. произойдет ошибка, которую невозможно ни исправить, ни обнаружить.

Степень различия комбинаций определяется расстоянием Хемминга d. Это расстояние для любых двух кодовых комбинаций определяется числом несовпадающих в них разрядов. Например, две написанные ниже друг под другом комбинации не совпадают в двух разрядах (помечены штрихом)








0

1

0






























1

0

0




























1

1

0 .


Поэтому расстояние Хемминга d=2. Иначе его определяют как вес суммы по модулю два ( - условное обозначение суммы) этих кодовых комбинаций. Весом W кодовой комбинации называется число входящих в нее ненулевых элементов.

Перебрав все возможные пары кодовых комбинаций, можно найти минимальное значение d, которое буем обозначать в дальнейшем d0 и называть кодовым расстоянием. Для примера 2.1 кодовое расстояние d0=1. Рассмотренный в примере код является простым. Любая ошибка (даже одиночная!) при использовании такого кода приведет к тому, что переданная разрешенная кодовая комбинация перейдет в другую разрешенную кодовую комбинацию. Таким образом, простой код не способен обнаруживать и тем более исправлять ошибки и имеет d0=1.

Для того чтобы код мог обнаруживать ошибки, необходимо соблюдение неравенства Na<N0. При этом неиспользуемые n-элементные кодовые комбинации, число которых (N0-Na), будем называть запрещенными. Они определяют избыточность кода. Очевидно, что появление ошибки в кодовой комбинации будет обнаружено, если переданная разрешенная комбинация перейдет в одну из запрещенных. В качестве Nр=Na разрешенных кодовых комбинаций надо выбирать такие, которые максимально отличаются друг от друга.

Пример 2.2. Алфавит передаваемых сообщений Na=2. Выберем из числа комбинаций, представленных в табл. 2.1, две. Очевидно, что ими должны быть комбинации 000, 111 или 001,110 и т.д. Кодовое расстояние d0=3. Ошибки кратности один или два превращают любую разрешенную кодовую комбинацию в запрещенную. Следовательно, максимальная кратность обнаруживаемых таким образом ошибок равна двум (tо.ош=2).

Нетрудно догадаться, что минимальное кодовое расстояние d0 и гарантированно обнаруживаемая кратность ошибок связаны соотношением tо.ош= d0 - 1.

Исправление ошибок возможно также только в том случае, если переданная разрешенная кодовая комбинация переходит в запрещенную. Вывод о том, какая кодовая комбинация передавалась, делается на основании сравнения принятой запрещенной комбинации со всеми разрешенными. Принятая комбинация отождествляется с той из разрешенных, на которую она больше всего похожа, т.е. с той, от которой она отличается меньшим числом элементов. Такое декодирование называется декодированием по методу максимального правдоподобия. Так, если в примере 2.2 при передаче кодовой комбинации 000 получаем 001, то вынесем решение, что передавалась кодовая комбинация 000.

Связь между d0 и кратностью исправляемых ошибок определяется выражением tи.ош= (d0/2 - 1) для четного d0 и tи.ош= (d0 - 1)/2 для нечетного d0.


Итак, задача получения кода с заданной корректирующей способностью сводится к задаче выбора (путем перебора) из N0=2n кодовых комбинаций Na комбинаций с требуемым кодовым расстоянием d0. Если n достаточно мало, то такой перебор не представляет особого труда. При больших n перебор может оказаться непосильным даже для современной ЭВМ, поэтому на практике используют методы построения кодов, не требующие перебора с целью получения кода с заданным d0 и отличающиеся невысокой сложностью реализации.


^ 2.3. Классификация корректирующих кодов


Помехоустойчивые или корректирующие коды делятся на блочные и непрерывные. К блочным относятся коды, в которых каждому символу алфавита сообщений соответствует блок (кодовая комбинация) из n(i) элементов, где i - номер сообщения. Если n(i)=n, т.е. длина блока постоянна и не зависит от номера сообщения, то код называется равномерным. Такие коды чаще применяются на практике. Если длина блока зависит от номера сообщения, то блочный код называется неравномерным. В непрерывных кодах передаваемая информационная последовательность не разделяется на блоки, а проверочные элементы размещаются в определенном порядке между информационными. Проверочные элементы в отличие от информационных, относящихся к исходной последовательности, служат для обнаружения и исправления ошибок и формируются по определенным правилам.

Равномерные блочные коды делятся на разделимые и неразделимые. В разделимых кодах элементы разделяются на информационные и проверочные, занимающие определенные места в кодовой комбинации. В неразделимых кодах отсутствует деление элементов кодовых комбинаций на информационные и проверочные. Примером такого кода является семиэлементный телеграфный код №3 с весом каждой кодовой комбинации, равным трем. Этот код может служить только для обнаружения ошибок на основании изменения веса.

Разделимые коды делятся на систематические или линейные и несистематические или нелинейные. Линейные коды получили свое название потому, что их проверочные элементы представляют линейные комбинации информационных элементов. Большую и важную подгруппу линейных кодов образуют циклические коды. Линейные коды реализуются наиболее просто, что привело к их широкому использованию в УЗО. Для линейного кода применяется обозначение (n, k) - код, где n - число элементов в комбинации; k - число информационных элементов. Нелинейные коды характеризуются наличием двух или более систем проверок внутри каждой кодовой комбинации. Наиболее часто используются проверки на чётность числа единиц и нулей в разрешенных кодовых комбинациях.


^ 2.4. Линейные коды


Пусть имеется разрешенная кодовая комбинация a1 a2 ... ak b1 b2 ... br линейного (n, k) - кода, где a1 ... ak - множество информационных элементов; b1 ... br - множество проверочных элементов. Как уже указывалось выше, в линейных кодах проверочные элементы являются линейной комбинацией информационных. Значение любого проверочного разряда


.


Коэффициенты cji принимают значения 0 или 1. Таким образом линейный код полностью определяется r k коэффициентами cji ( j=1,2,...,r, i=1,2,...,k).

При построении линейных кодов все разрешенные кодовые комбинации могут быть найдены по нескольким исходным комбинациям, которые записываются в виде производящей матрицы Gn,k , левая часть которой представляет единичную матрицу Ik исходного простого кода, а правая Br,k - матрицу проверочных элементов. Размерность такой матрицы nk, т.е.


G n,k = .


Сокращенно производящую матрицу записывают в виде


Gn,k=| Ik Br,k |.


Минимальный вес разрешенных кодовых комбинаций должен быть не меньше d0. Так как вес каждой строки единичной матрицы W=1, вес каждой строки матрицы проверочных элементов должен быть не меньше d0 - 1, а вес суммы по модулю два двух любых ее строк - не меньше d0 - 2.


Пример 2.3. Построить производящую матрицу линейного кода с d0=3 и k=4.

Пользуясь условием, что при d0=3 , находим r=3 и n=k+r=7. Запишем все возможные строки матрицы Br,k в порядке возрастания соответствующих двоичных чисел: 000; 001; 010; 011; 100; 101; 110; 111. Из этих восьми чисел отберем только те, которые удовлетворяют перечисленным выше условиям для матрицы Br,k .

  1. В каждой строке не менее d0 - 1 единиц: d0 – 1 = 2. Этому условию удовлетворяют комбинации: 011, 101, 110, 111.

  2. Сумма двух любых строк по модулю два должна иметь не меньше d0 - 2 единиц: d0 – 2 = 1. Легко убедиться, что выбранные комбинации удовлетворяют этому требованию, например,







0

1

1







1

0

1







0

1

1





























































1

1

0







1

1

1







1

0

1




и т.д.


























































1

0

1

,




0

1

0

,




1

1

0











Э
.

.

.
ти кодовые комбинации могут быть сопоставлены со строками единичной матрицы в любом порядке. Всего может быть построено k! (4!=1 2 3 4=24) видов производящих матриц. Располагая эти комбинации в порядке возрастания двоичных чисел, получим матрицу Br,k :





0

1

1


B3,4=

.



1

0

1




1

1

0




1

1

1




b1

b2

b3


Объединяя I4 и B3,4 , получим производящую матрицу линейного кода (7,4):





1

0

0

0

0

1

1


.

G7,4=

.



0

1

0

0

1

0

1




0

0

1

0

1

1

0




0

0

0

1

1

1

1




a1

a2

a3

a4

b1

b2

b3


Общее число кодовых комбинаций N0=2n=27=128, из них разрешенных Na=2k=24=16. Четыре из них являются строками производящей матрицы, пятая - нулевая, а остальные одиннадцать находятся суммированием по модулю два различных строк производящей матрицы G7,4.

В свою очередь, по матрице Br,k можно определить правила формирования проверочных элементов. Единица в первой строке каждого столбца указывает на то, что в образовании соответствующего столбцу проверочного элемента участвовал первый информационный элемент. Единица в следующей строке любого столбца говорит об участии в образовании проверочного элемента второго информационного элемента и т.д.

Найдем проверочные элементы, пользуясь матрицей проверочных элементов B3,4. Согласно приведенным выше правилам


b1=a2a3a4 ,

b2=a1a3a4 , (2.1)

b3=a1a2a4 .


Процедура обнаружения ошибок основана на использовании проверок (2.1). Очевидно, что проверочные элементы, сформированные из принятых информационных, при отсутствии ошибок должны совпадать с принятыми проверочными.

Пример 2.4. Переданная кодовая комбинация имеет вид 1000011 (первая строка матрицы G7,4). В результате действия помех на приемном конце имеем a1’, a2’, a3’, a4’, b1’, b2’, b3’=1100011. Произведем проверки (2.1):


a2a3a4’=100=1=b1* ,

a1a3a4’=100=1=b2* ,

a1a2a4’=110=0=b3* .


В то же время b1’=0, b2’=1, b3’=1, т.е. b1* b1’ , b3* b3’ , что говорит о наличии ошибок в принятой кодовой комбинации. При отсутствии в принятой кодовой комбинации ошибок b1* b1’=c1=0, b2* b2’=c2=0, b3* b3’=c3=0.

Комбинация с1 с2 с3 называется синдромом (проверочным вектором). Равенство нулю всех элементов синдрома указывает на отсутствие ошибок, или на то, что кодовая комбинация принята с ошибками, которые превратили ее в другую разрешенную. Последнее событие имеет существенно меньшую вероятность, чем первое.

Вид ненулевого синдрома определяется характером ошибок в кодовой комбинации. По конкретному виду синдрома можно в пределах корректирующей способности кода указать на ошибочные элементы и их исправить.

Рассмотренный код (7,4) гарантированно обнаруживает двухкратные ошибки, а исправляет только однократные. Матрица проверочных элементов B3,4 представляет собой набор синдромов - опознавателей одиночных ошибок. Первый синдром соответствует искажению элемента a1, второй - a2, третий - a3, четвертый - a4.


^ 2.5. Циклические коды


В основе построения циклических кодов лежит представление кодовых комбинаций в виде полиномов. Так, n - элементная кодовая комбинация записывается в виде


F(x)=an-1 xn-1 + an-2 xn-2 +...+ a1 x + a0,


где коэффициенты ai равны 0 или 1, причем ai = 0 соответствует нулевым элементам комбинации, а ai = 1 - ненулевым. Например, комбинациям 1101 и 1010 отвечают полиномы F1(x)=x3 + x2 + 1 и F2(x)=x3 + x. Наивысшая степень полинома на единицу меньше числа элементов кодовой комбинации.

При построении комбинаций циклического кода часто используют операции сложения полиномов и деления одного полинома на другой. Так, сложение полиномов производится по обычному правилу, за исключением операции сложения, которое заменяется операцией суммирования по модулю два. Например,


F1(x) F2(x)=(x3 + x2 + 1) (x3 + x)=x2 + x + 1,


поскольку x3x3=x3(11)=0.


Деление выполняется как обычно, только вычитание заменяется суммированием по модулю два. Например,






x7

+

x5

+

x3

+

x2

+

1

x4

+

x

+

1
















































x7

+

x4

+

x3













x3

+

x

+

1























































x5

+

x4

+

x2











































































x5

+

x2

+

x


















































































x4

+

x

+

1











































































x4

+

x

+

1












































































0




0




0
















Разрешенные комбинации циклического кода обладают двумя очень важными отличительными признаками: циклический сдвиг элементов разрешенной кодовой комбинации дает также разрешенную комбинацию циклического кода. Все разрешенные кодовые комбинации делятся без остатка на полином P(x), называемый образующим. Эти свойства используются при построении циклических кодов, кодирующих и декодирующих устройств, а также при обнаружении и исправлении ошибок.

Найдем алгоритм построения разрешенных кодовых комбинаций циклического кода по заданным комбинациям исходного простого кода, удовлетворяющих перечисленным выше условиям.

Полином Q(x), соответствующий k-элементной комбинации простого кода, умножаем на . Умножение Q(x) на необходимо, чтобы сдвинуть информационные элементы на r разрядов влево и тем самым высвободить справа r разрядов для записи проверочных элементов. Определяем проверочные элементы в виде остатка R(x) от деления произведения Q(x) на образующий полином P(x) степени r. Проверочные элементы прибавляем к Q(x). В результате получаем кодовую комбинацию n-элементного циклического кода


. (2.2)


Так как максимальная степень остатка всегда по крайней мере на единицу меньше степени образующего полинома, ясно, почему степень образующего полинома выбирается равной числу проверочных элементов r.

Можно заметить, что при таком способе построения комбинаций циклического кода первые k элементов являются информационными, а последующие r - проверочными, т.е. код является разделимым.

Пример 2.5. Задан полиномом Q(x) = x3 + x, соответствующий четырехэлементной комбинации простого кода. Требуется построить комбинацию циклического кода с . Этому условию удовлетворяет циклический код (7,4) (см. пример 2.3). Возьмем в качестве образующего полинома P(x)=x3 + x + 1 и разделим Q(x)xr = ( x3 + x ) x3= x6 + x4 на x3 + x + 1:






x6

+

x4



















x3

+

x

+

1
















































x6

+

x4

+

x3













x3

+

1



































































x3























































































x3

+

x

+

1


















































































x

+

1

















Остаток от деления


R(x) = x + 1.


Соответственно полином комбинации циклического кода


F(x) = x6 + x4 + x + 1.


В циклическом коде остаток от деления R(x) играет роль синдрома. Для определения синдрома следует разделить принятую комбинацию на образующий полином. Если все элементы приняты без ошибок, то остаток равен нулю. Наличие ошибок приводит к тому, что остаток не равен нулю. По виду остатка можно определить ошибочные элементы и исправить их.

Циклические коды относятся к классу линейных кодов, которые могут быть заданы в виде произведения матриц Gn,k=|Ik Br,k|. В отличие от линейного кода, где матрица проверочных элементов определяется методом подбора строк с определенным весом, в циклических кодах матрица Br,k находится по общим правилам (2.2) с помощью деления строк матрицы Ik, сдвинутых на r разрядов влево, на образующий полином.

Производящая матрица циклического кода (7,4) (см. пример 2.3) может быть записана в виде






1

0

0

0

1

0

1


.

G7,4=



0

1

0

0

1

1

1




0

0

1

0

1

1

0




0

0

0

1

0

1

1




a1

a2

a3

a4

b1

b2

b3



Строки в матрице G7,4 содержат четыре комбинации циклического кода. Пятая комбинация является нулевой. Остальные одиннадцать комбинаций получаются суммированием по модулю два всех сочетаний строк матрицы G7,4.

Матрица проверочных элементов B3,4, как и для обычных линейных кодов, представляет собой набор синдромов – опознавателей одиночных ошибок. Первый синдром соответствует искажению элемента a1, второй – a2 и т.д.


^ 2.6. Системы с обратной связью


Системы без обратной связи позволяют в условиях стационарного канала получить заданную вероятность ошибки. Однако большинство реальных каналов относится к числу нестационарных – качество канала меняется во времени. При этом корректирующий код, исправляющий ошибки, можно выбрать исходя или из средней вероятности ошибки, или из максимального значения вероятности ошибки. В первом случае заданная вероятность не будет обеспечена при плохом качестве канала, во втором случае потребуется введение слишком большой избыточности. Напрашивается мысль о целесообразности изменения избыточности по мере изменения характеристик канала связи. С ухудшением качества канала вводимая избыточность увеличивается, и наоборот, по мере улучшения качества канала она уменьшается. Системы, в которых меняется избыточность с изменением качества канала, относятся к числу адаптивных. В этих системах между приемником и передатчиком помимо основного (прямого) канала имеется вспомогательный (обратный) канал.

Следует заметить, что системы без обратной связи используются обычно тогда, когда нельзя организовать обратный канал или когда предъявляются весьма жесткие требования ко времени задержки сообщений. Временем задержки кодовой комбинации называется время от момента выдачи ее первого элемента источником сообщений до момента получения последнего элемента комбинации получателем сообщений.

Системы с обратной связью характеризуются повторением кодовых комбинаций, в которых обнаружены ошибки. Решение о необходимости повторения может выноситься на приеме (системы с решающей обратной связью – РОС) или на передаче (системы с информационной обратной связью – ИОС).

Как уже отмечалось, системы с обратной связью отличаются наличием канала, по которому осуществляется «служебная» связь передатчика с приемником. В системах с РОС приемником определяется наличие в принятой комбинации ошибки или вычисляется вероятность того, что кодовая комбинация содержит ошибки. Если в кодовой комбинации обнаружены ошибки или вероятность того, что в ней содержатся ошибки, оказалась достаточно большой, то по обратному каналу посылается сигнал решения о необходимости повторения (отсюда название решающая обратная связь).

Соответствующий аналог передачи с РОС можно найти и в телефонной связи. Если вследствие действия помех не расслышано слово, то обычно просят его повторить.

В системах с ИОС принятая комбинация Ai* возвращается на предающую сторону по обратному каналу, где она сравнивается с переданной комбинацией Ai. Последнюю можно рассматривать как эталонную комбинацию. Если комбинации Ai* и Ai различаются, то комбинация Ai передается повторно. При разговоре по телефону также часто используют ИОС, когда в условиях сильных помех просят собеседника повторить переданное ему сообщение, чтобы убедиться, что он его воспринял правильно.

Системы с РОС получили наибольшее практическое распространение. Существуют различные разновидности таких систем.

Простейшая и довольно часто применяемая на практике структурная схема системы с РОС представлена на рис. 2.1.

Дискретный канал


Прямой канал

ИС


КОДЕР


ПЕРЕДАТЧИК


ПРИЕМНИК


ДЕКОДЕР


Н2


ПС


Н1

Обратный канал

ПРИЕМНИК


ПЕРЕДАТЧИК


УУ1


УУ2

Рис. 2.1



Алгоритм работы системы с РОС заключается в следующем. Источник сообщений ИС выдает в кодер первую кодовую комбинацию (или блок, состоящий из нескольких кодовых комбинаций). К исходным элементам в кодере добавляются проверочные. Комбинация выдается в дискретный канал и одновременно записывается в накопитель Н1 (накопитель передачи). После выдачи первой кодовой комбинации источник ждет ответа о том, как она принята.

Принятая кодовая комбинация декодируется. Информационные элементы записываются в накопитель приема (Н2). Если ошибка не обнаружена, то по команде управляющего устройства приема (УУ2) информационные элементы из накопителя Н2 выдаются получателю сообщений ПС, а по обратному каналу выдается сигнал «Да», подтверждающий правильность приема переданной кодовой комбинации (обратный канал будем считать идеальным). По сигналу «Да» управляющее устройство передачи (УУ1) стирает из Н1 кодовую комбинацию и дает разрешение на выдачу следующей кодовой комбинации. Если следующая кодовая комбинация исказилась и ошибки на приеме обнаружены, то по команде УУ2 информация из Н2 стирается, а по обратному каналу выдается сигнал «Нет». По этому сигналу на передающем конце УУ1 запрещает выдачу следующей кодовой комбинации от источника сообщений и дает команду о повторной выдачи из накопителя Н1 хранящейся там кодовой комбинации. Кодовая комбинация будет повторяться до тех пор, пока не придет сигнал «Да». Очевидно, что чем больше повторений на анализируемом интервале времени, тем хуже качество канала, тем больше длится «перекачка» сообщения от источника и тем ниже скорость передачи информации. Если в системе начинает циркулировать одна и та же кодовая комбинация – говорят, что система «зацикливается». С целью предотвращения «зацикливания» обычно ограничивают количество таких повторов. После некоторого числа повторов одной и той же комбинации система переводится в режим «авария».

Рассматриваемый алгоритм работы системы называется алгоритмом с ожиданием, а сама система передачи дискретных сообщений – системой с решающей обратной связью и ожиданием (РОС-ОЖ). Такие системы довольно часто используются для передачи дискретных сообщений. Основное их достоинство – простая техническая реализация. К недостаткам следует отнести существенные потери скорости передачи информации, источником которых, помимо введенных в кодовую комбинацию проверочных элементов и переспросов, являются потери на ожидание ответа со стороны приемника.

В системах с РОС и непрерывной передачей информации отсутствуют потери на ожидание. В этих системах при обнаружении ошибок в принятой кодовой комбинации производится повторение этой комбинации и ряда других, примыкающих к ней. Для уменьшения потерь на переспросы иногда по каналу обратной связи передается адрес (номер) кодовой комбинации, которую нужно повторить. Такой метод применяется в системах с РОС и адресным переспросом. Однако непрерывная передача информации и тем более адресный переспрос требуют существенного усложнения аппаратуры передачи данных, что в свою очередь приводит к ее удорожанию и снижению надежности.

В простейших системах с ИОС для передачи информации по прямому каналу можно использовать простые коды (без избыточности) и тогда обратный канал должен иметь такую же пропускную способность, что и прямой.

В системах с РОС любого типа по обратному каналу передаются только сигналы решения и обратный канал имеет существенно меньшую пропускную способность.

Возможность использования низкоскоростного канала в качестве обратного – существенное преимущество систем с РОС, делающее их применение на практике более предпочтительным по сравнению с системами с ИОС.

^ КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ




  1. Какие методы защиты от ошибок вам известны?

  2. Сформулируйте вторую теорему Шеннона.

  3. Каково необходимое условие для того, чтобы код был способен обнаруживать ошибки?

  4. В чем отличие понятий расстояние Хемминга и кодовое расстояние? Какова связь между кратностью обнаруживаемых и исправляемых ошибок и кодовым расстоянием?

  5. Какие коды называются линейными? Как они задаются?

  6. Как происходит обнаружение (исправление) ошибок в случае линейного кода?

  7. Чем отличаются циклические коды от линейных? Как строятся кодовые комбинации циклического кода? Как построить производящую матрицу циклического кода?

  8. Как происходит обнаружение (исправление) ошибок в случае циклического кода?

  9. Зачем используются системы с обратной связью? Охарактеризуйте системы с ИОС и РОС.

  10. Приведите алгоритм работы системы с РОС-ОЖ. Каковы достоинства и недостатки систем с ИОС и РОС?
^

Глава 3. УСТРОЙСТВА ПРЕОБРАЗОВАНИЯ СИГНАЛОВ



3.1. Назначение и классификация устройств преобразования сигналов


Устройства преобразования сигналов предназначены для формирования и приема сигналов, непосредственно передающихся по каналу связи. Совместно с каналом связи УПС образуют дискретный канал.

В зависимости от скорости передачи информации различают низкоскоростные УПС – скорость передачи информации до 300 бит/с; среднескоростные обеспечивают работу со скоростями выше 300 бит/с (это скорости 600, 1200, 2400, 4800, 7200, 9600 … 56000 бит/с) по стандартному телефонному каналу; высокоскоростные обеспечивают работу по каналам первичной, вторичной и третичной широкополосных групп. Скорости передачи информации в этих каналах составляют соответственно десятки, сотни и тысячи килобит в секунду.

В низко- и среднескоростных УПС до 1200 бит/с используется частотная модуляция. Для работы со скоростью 2400 бит/с и выше уже применяется фазовая (относительная фазовая) и амплитудно-фазовая модуляции.

Спектр двоичных единичных элементов, поступающих на вход УПС с выхода кодера канала, лежит в диапазоне 0-Fmax (где Fmax – максимальная частота спектра, определяемая длительностью единичного элемента). В то же время полоса пропускания канала находится в диапазоне F*min – F*max, где F*min, как правило, больше нуля, отсюда вытекает задача номер один – задача преобразования исходного спектра таким образом, чтобы сигнал «прошел» через канал (задача переноса исходного спектра в диапазон F*min – F*max). Кроме этого надо сформировать сигнал, посылаемый в канал связи так, чтобы обеспечить достаточно высокую скорость передачи информации (бит/с) в канале связи и при этом получить достаточно высокую помехоустойчивость. Поставленные требования противоречивы, что интуитивно понятно.

Задача проектирования УПС, как и любого другого узла аппаратуры ПДС, является оптимизационной задачей. При этом отыскивается наилучший по некоторому критерию вариант преобразования сообщений на передаче и приеме при заданных ограничениях. Такими ограничениями обычно выступают характеристики сообщения, канала связи и требования к характеристикам дискретного канала. В качестве критерия оптимизации обычно выбирается одна из характеристик дискретного канала: верность, скорость, задержка передачи сообщения или сложность УПС. В инженерной практике создаются УПС, более или менее близкие к теоретически оптимальным, но обязательно удовлетворяющие всем требованиям к характеристикам дискретного канала.


3.2. Дискретный канал с амплитудной модуляцией


Структурная схема дискретного канала с амплитудной модуляцией (АМ) приведена на рис. 3.1.

^

М


ПФпер

Канал


ПФпр

УС

Д

ФНЧ

ПУ



Г

АРУ




Рис. 3.1



Модулирующий сигнал (0 или 1), отображающий передаваемое сообщение, поступает на модулятор (М), куда одновременно от генератора (Г) подается несущее колебание . Амплитудный модулятор представляет собой ключ, управляемый модулирующим сигналом. Единице на входе модулятора соответствует наличие несущей на его выходе, нулю – отсутствие. Полосовой фильтр передачи (ПФпер) ограничивает спектр сигнала, подаваемый в канал связи. Ограничение спектра передаваемых частот с помощью ПФпер уменьшает взаимное влияние каналов в многоканальной аппаратуре с частотным разделением каналов.

Полосовой фильтр приема (ПФпр) выделяет полосу частот, в которой должен располагаться полезный сигнал, что позволяет избавиться от помех, находящихся вне полосы пропускания ПФпр. В многоканальной аппаратуре с частотным разделением каналов ПФпр служит для выделения сигнала данного канала из группового сигнала. Усилитель (УС) служит для усиления и поддержания совместно со схемой автоматического регулирования усиления (АРУ) постоянного уровня сигнала на входе демодулятора (Д). В демодуляторе происходит превращение АМ сигнала в модулирующий сигнал (выделение огибающей). Обычно в качестве демодулятора используется двухполупериодный выпрямитель. Фильтр нижних частот (ФНЧ), включенный на выходе демодулятора, подавляет высшие гармоники выпрямленного сигнала и остатки несущей частоты. После ФНЧ включено пороговое устройство (ПУ), на выходе которого принятый модулирующий сигнал приобретает прямоугольную форму.

Достоинством систем с АМ является сравнительная простота реализации. Однако вследствие низкой помехоустойчивости и чувствительности к быстрым изменениям уровня сигнала, действие которых не может быть скомпенсировано из-за инерционности системы АРУ, системы с АМ применяются в последнее время весьма редко.


3.3. Дискретный канал с частотной модуляцией


Структурная схема дискретного канала с частотной модуляцией (ЧМ) приведена на рис. 3.2.

^

М


ПФпер

Канал


ПФпр

УС

ОА

Д



Г




Рис. 3.2



Назначение элементов схемы ПФпер и ПФпр в этой схеме такое же, как и в схеме системы с АМ.

В зависимости от вида модулирующего сигнала (0 или 1) в канал посылается частота f1(для 1) и f2(для 0) (f2 > f1). Обычно в качестве частотного модулятора используют генератор, частота которого может изменяться без разрыва фазы. Это условие обеспечивает меньшую ширину спектра сигнала по сравнению со способом частотной модуляции с разрывом фазы, при котором модуляция реализуется путем переключения двух генераторов с разными частотами. По указанной причине частотная модуляция с разрывом фазы практически не используется.

Переходные процессы, возникающие при передаче сигналов в полосовых фильтрах и канале, приводят к искажению формы сигналов (паразитная АМ). Усилитель усиливает приходящий сигнал для обеспечения правильной работы ограничителя амплитуды (ОА). Ограничение амплитуды сигнала частотной модуляции позволяет в значительной степени компенсировать искажение формы сигнала. Введение ограничителя оказывается возможным, так как при ЧМ амплитуда сигнала не является информационным параметром.

Один из вариантов демодулятора ЧМ сигналов использует представление ЧМ сигнала в виде суммы АМ сигналов. Такая схема получила в литературе название двухполосной схемы приема по огибающей. Принцип работы такого демодулятора ясен из приведенной на рис. 3.3 упрощенной структурной схемы.

ПФ1

Д1

ФНЧ1


от ОА

СС



ПФ2

Д2

ФНЧ2

Рис. 3.3



В верхнем тракте демодулятора выделяется огибающая сигнала с частотой f1, в нижнем – с частотой f2. В каждом тракте имеются полосовые фильтры, один из которых (ПФ1) настроен на частоту f1, а другой (ПФ2) на частоту f2. При широкополосной ЧМ, когда спектры сигналов с частотами f1 и f2 практически не перекрываются, происходит разделение сигналов по частоте. Амплитудные демодуляторы (Д1 и Д2) совместно с фильтрами нижних частот (ФНЧ1 и ФНЧ2) выделяют огибающие сигналов. Сигналы трактов сравниваются в схеме сравнения (СС), и в зависимости от того, какой из сигналов больше, принимается решение о том, какой из двух сигналов (0 или 1) передавался.

Способы приема в зависимости от метода выделения модулирующего сигнала можно разделить на две группы: когерентные и некогерентные. При когерентном детектировании используются опорные сигналы, представляющие собой точные копии передаваемых (с точностью до начальной фазы). При некогерентном детектировании сведения о начальной фазе несущей частоты не учитываются. Оба вида детектирования могут применяться при любых видах модуляции. Однако из-за большой сложности реализации когерентные методы практически не применяются при АМ и ЧМ, а используются только при фазовой модуляции в сочетании с противоположными сигналами, что позволяет получить выигрыш в помехоустойчивости. Поэтому для АМ и ЧМ сигналов были рассмотрены только некогерентные методы приема.

Некогерентный метод приема сигналов АМ и ЧМ обеспечивает одинаковую помехоустойчивость, если исходить из среднеэнергетических затрат. При ЧМ средняя мощность равна максимальной, а при АМ – вдвое меньше максимальной, поскольку при АМ передается только один сигнал. Однако системам с АМ по сравнению с системами с ЧМ присущ серьезный недостаток: для получения одинаковой помехоустойчивости необходимо для каждого отношения сигнал/помеха оптимизировать порог, что при быстрых изменениях уровня сигнала АРУ не в состоянии полностью обеспечить. В системе с ЧМ производится сравнение разности огибающих частот f1 и f2 с нулевым порогом, не зависящим от отношения сигнал/помеха, и за счет этого получается значительный выигрыш в верности. Этим и объясняется более широкое применение систем с ЧМ. Системы с АМ и ЧМ «прозрачны», т.е. обеспечивают передачу как изохронных, так и анизохронных сигналов.


^ 3.4. Дискретный канал с фазовой модуляцией


Упрощенная структурная схема дискретного канала с фазовой модуляцией (ФМ) приведена на рис. 3.4.

UC (t)

^

М


ПФпер

Канал


ПФпр

УС

ОА

Д



UН (t)

U0 (t)

Г

Г




Рис. 3.4




Назначение элементов схемы ПФпер, ПФпр, УС, ОА в этой схеме такое же, как в схеме системы с ЧМ.

Как известно, оптимальный в смысле минимальный вероятности ошибки метод передачи двоичных сигналов заключается в представлении модулирующего сигнала (0 или 1) противоположными сигналами. Наиболее характерным примером таких сигналов являются сигналы фазовой модуляции, в которых фаза скачком меняется между двумя значениями, отличающимися на 180о.

Если при частотной модуляции информация о виде модулирующего сигнала заложена в значение несущей частоты, то при фазовой модуляции информационным параметром является фаза передаваемого сигнала.

Процесс модуляции осуществляется в фазовом модуляторе, а демодуляция – в фазовом демодуляторе.

При поступлении единичного элемента 1 на вход модулятора сигнал на выходе модулятора совпадает по фазе с несущей, а при поступлении единичного элемента 0 – сдвинут по фазе на 180о.

В фазовом демодуляторе принимаемый фазомодулированный сигнал сравнивается по фазе с эталонным сигналом, который называется обычно опорным U0 (t). Последний должен совпадать как по частоте, так и по фазе с несущей на передаче. Если принимаемый сигнал на единичном интервале времени совпадает по фазе с опорным, то выносится решение о том, что передавался элемент 1. Если же фазы принятого и опорного сигнала отличаются на 180о, то делаем вывод о том, что передавался элемент 0.

Таким образом, системы с ФМ, в принципе, предусматривают необходимость когерентного приема и являются «непрозрачными», т.е. передают только изохронные сигналы.

Одной из основных проблем при демодуляции ФМ сигнала является проблема получения опорного напряжения. В качестве опорного напряжения можно использовать: напряжение высокостабильного местного генератора (см. рис. 3.4); пилот – сигнал, передаваемый по специальному каналу от передатчика; напряжение, выделяемое из принимаемого рабочего сигнала.

Однако всем известным методам получения опорного напряжения присущ одинаковый недостаток: из-за воздействия различных неконтролируемых факторов возможны случайные изменения фазы опорного напряжения на 180о. Кроме того, при определенных условиях возможны скачки фазы на 180о и напряжения несущей передатчика. Положение усугубляется тем, что учесть эти факторы практически невозможно. При этом даже в отсутствие помех все элементы принимаются «наоборот» (0 вместо 1 и 1 вместо 0), или, как говорят, возникает явление «обратной работы», которое будет продолжаться до следующего скачка фазы. Возможность «обратной работы» является существенным недостатком фазовой модуляции или, как ее иначе называют, абсолютной фазовой модуляции для того, чтобы подчеркнуть ее отличие от относительной фазовой модуляции.


^ 3.5. Дискретный канал с относительной фазовой модуляцией


При относительной фазовой модуляции (ОФМ) явление «обратной работы» отсутствует, но достигается это ценой некоторого снижения помехоустойчивости.

Метод ОФМ заключается в том, что отсчет фазы передаваемого сигнала осуществляется не относительно фазы несущей, а относительно фазы предыдущего сигнала. Пусть при передаче элемента 0 передаваемый сигнал должен иметь сдвиг относительно предыдущего на 180о, а при передаче элемента 1 – на 0о. Очевидно, что в передатчике необходимо перед началом каждого сеанса связи обеспечить передачу вспомогательного сигнала, от фазы которого начинается отсчет фазы первого элемента.

При ОФМ сдвиг фазы необходимо осуществлять как при переходе от элемента 1 к элементу 0, так и при переходе от элемента 0 к элементу 0. На практике более удобен такой режим работы передатчика, как при ФМ, когда сдвиг фазы происходит только при смене одного элемента на другой (1 на 0 или 0 на 1). Для этого достаточно преобразовать модулирующий сигнал в перекодирующем устройстве передачи (ПКУпер). Если (-1)-й и -й элемент на выходе ПКУпер совпадают, то это означает передачу -го модулирующего сигнала 0. Если (-1)-й и -й элементы на выходе ПКУпер разные, то это означает передачу -го модулирующего сигнала 1. Далее перекодированный сигнал подается на ФМ модулятор.

Сигналы ОФМ могут приниматься различными методами. Ниже рассмотрим когерентный метод приема.

Если при приеме использовать фазовый демодулятор, на который подается когерентное опорное напряжение, то после фазового демодулятора будем иметь сигнал, совпадающий (при отсутствии ошибок) с перекодированным на передаче. Такой сигнал нуждается в обратном преобразовании в перекодирующем устройстве приема (ПКУпр) в соответствии с изложенным выше правилом. В результате на выходе ПКУпр образуется исходный модулирующий сигнал.

При таком методе приема скачок фазы может вызвать двойную ошибку, а не поток ошибок, как при абсолютной фазовой модуляции. Поэтому при когерентном приеме вероятность ошибки для ОФМ в два раза больше, чем для ФМ.

Систему с ОФМ можно рассматривать, как обычную систему с ФМ, но со специальным перекодированием модулирующего сигнала.

Отсюда следует, что структурная схема дискретного канала с ОФМ отличается от структурной схемы дискретного канала с ФМ лишь наличием дополнительных перекодирующих устройств передачи и приема.


^ 3.6. Дискретный канал с многопозиционной модуляцией


Рассматриваемые до сих пор методы модуляции являлись двоичными, так как модулируемые параметры (амплитуда, частота, фаза) принимали два возможных значения. Наряду с двоичными видами модуляции существуют методы, при которых модулируемый параметр может принимать m>2 значений. Такие виды модуляции получили название многопозиционных (m>2).

Скорость передачи информации для систем с многопозиционной модуляцией определяется как

.

R=B log2m (бит/с),


где m - основание кода. При m=2, R=B бит/с, скорость передачи информации R численно равна скорости модуляции B. При m>2 возможно, что скорость передачи информации R>B. Однако нередко в системах ПДС скорость передачи информации R<B. Это бывает, когда не все единичные элементы используются для передачи информации, например часть из них служит для обнаружения и исправления ошибок (корректирующие коды).

Системы сигналов с m>2 можно построить путем модуляции какого-либо одного параметра. Число возможных значений модулируемого параметра должно быть равно m. При изменении частоты получают многочастотные сигналы, а при изменении фазы - многофазные.

Можно одновременно изменять несколько модулированных параметров, например амплитуду и фазу, частоту и фазу и т.п. В последнее время большой интерес проявляется к сигналам с амплитудно-фазовой модуляцией (АФМ). В системах с АФМ амплитуда и фаза принимают значения, выбранные из ряда возможных дискретных значений амплитуд и фаз. Каждая комбинация значений амплитуд и фаз отображает один из многопозиционных сигналов.

Большинство ансамблей АФМ сигналов найдены опытным путем. Можно показать, что системы с АФМ при m>8 обладают более высокой помехоустойчивостью, чем многопозиционные системы с ФМ, а многие из известных ансамблей АФМ сигналов практически обеспечивают одинаковую помехоустойчивость. По крайней мере, могут быть построены различные ансамбли АФМ сигналов, помехоустойчивость которых незначительно уступает помехоустойчивости оптимальных систем сигналов. Это позволяет выбирать сигналы из соображений простоты построения УПС.

Проигрыш в скорости передачи информации для систем с двоичной модуляцией по сравнению с системами с АФМ объясняется ограничениями на число модулированных параметров и число возможных значений этих параметров. Однако и системы с АФМ не позволяют приблизиться к пропускной способности канала. Здесь вступают в силу ограничения на рассматриваемый класс синусоидальных сигналов. В настоящее время найдены значительно более эффективные в этом смысле системы сигналов. Однако при создании УПС с многопозиционной модуляцией учитывают не только теоретические возможности систем сигналов, но и сложности их практической реализации.

Следует отметить, что достижение высокой скорости передачи информации возможно только в том случае, если УПС адаптивные. Это связано с непостоянством параметров канала связи во времени, а также нестационарным характером действующих в нем помех. Для адаптации в состав УПС включаются блоки идентификации параметров канала и помех, оценки которых используются для изменения параметров и структуры блоков формирования и обработки сигналов.

^
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ




  1. Какие задачи решают УПС?

  2. Приведите структурную схему дискретного канала с АМ.

  3. Приведите структурную схему дискретного канала с ЧМ.

  4. Приведите структурную схему демодулятора ЧМ сигналов.

  5. Сравните системы с АМ и ЧМ.

  6. Приведите структурную схему дискретного канала с ФМ.

  7. В чем заключается явление «обратной работы» в системах с ФМ?

  8. В чем отличие ОФМ от ФМ?

  9. Какова скорость передачи информации для систем с многопозиционной модуляцией?

  10. Что такое АФМ сигналы?



Глава 4. СИНХРОНИЗАЦИЯ В СИСТЕМАХ ПДС.


^ 4.1. Синхронизация в синхронных и стартстопных системах ПДС


С





инхронизация
есть процесс установления и поддержания определенных временных соотношений между двумя и более процессами. Различают поэлементную, групповую и цикловую синхронизацию. Поэлементная, групповая и цикловая синхронизации - это синхронизация переданного и принятого цифровых сигналов данных, при которой устанавливаются и поддерживаются требуемые фазовые соотношения между значащими моментами переданных и принятых соответственно единичных элементов сигналов, групп единичных элементов этих сигналов и циклов их временного объединения. Поэлементная синхронизация позволяет на приеме правильно отделить один единичный элемент от другого и обеспечить наилучшие условия для его правильного воспроизведения. Групповая синхронизация обеспечивает правильное разделение принятой последовательности на кодовые комбинации, а цикловая синхронизация - правильное разделение циклов временного объединения элементов на приеме. Обычно задачи цикловой и групповой синхронизации решаются одними и теми же методами.

Рассмотрим особенности поэлементной и групповой синхронизаций синхронных и стартстопных систем.

При синхронном методе передачи передатчик непрерывно формирует элементы сигнала длительностью 0, равной единичному интервалу. Элементы объединяются в кодовые комбинации. Зная момент начала включения передатчика и время распространения сигнала, можно определить время прихода любого единичного элемента, а зная число единичных элементов кодовой комбинации, легко отделить одну кодовую комбинацию от другой. Длительность 0 на приемной стороне бывает известна достаточно точно, а время прихода единичного элемента практически никогда не бывает известным. Задачу его определения и решает поэлементная синхронизация.

Синхронная работа распределителя передатчика и приемника поддерживается автоматически. Для этого в приемнике по мере необходимости вырабатываются сигналы подстройки частоты задающего генератора (ЗГ) приема. Частота этого генератора должна по возможности совпадать с частотой задающего генератора передачи. Из гармонических сигналов задающих генераторов передачи и приема формируются тактовые последовательности (последовательности тактовых импульсов).

При стартстопном методе передачи каждая кодовая комбинация начинается со стартового элемента, за которым следуют информационные элементы. Каждая кодовая комбинация оканчивается стоповым элементом.

Приемный распределитель запускается стартовым элементом и останавливается при поступлении стопового элемента. За счет остановки распределителя приема накопившееся по фазе расхождение распределителей передачи и приема ликвидируется и прием следующей кодовой комбинации начинается при нулевом расхождении по фазе распределителей.

В режиме непрерывной передачи кодовых комбинаций неправильный прием элементов «Старт» и «Стоп» приведет к потере групповой синхронизации. Процесс восстановления синхронизма носит случайный характер и полностью определяется статистической структурой информационной последовательности.

При стартстопной передаче вследствие необходимости поддерживать требуемые фазовые соотношения только на интервале стартстопного цикла требования к стабильности задающих генераторов существенно ниже, чем при синхронной передаче. Поэтому при достаточно высокой стабильности задающих генераторов поэлементная синхронизация информационных элементов при стартстопной передаче обычно не применяется. При синхронной передаче на приеме требуется подстройка задающего генератора в течение всего сеанса связи.

Другими преимуществами стартстопного метода являются быстрое вхождение в синхронизм и возможность аритмичной работы передатчика. Однако при стартстопном методе хуже используется пропускная способность канала за счет включения в состав передаваемых кодовых комбинаций элементов «Старт» и «Стоп», которые не несут информации потребителю. Кроме того, при стартстопном методе помехоустойчивость приемника хуже, так как искажения стопового и стартового элемента могут привести либо к ложному запуску, либо к незапуску приемного распределителя, т.е. к полному срыву приема целых кодовых комбинаций.


^ 4.2. Поэлементная синхронизация


Поэлементная синхронизация может быть обеспечена за счет использования автономного источника - хранителя эталона времени и методов принудительной синхронизации. Первый способ применяется лишь в тех случаях, когда время сеанса связи, включая время вхождения в связь, не превышает время сохранения синхронизации. В качестве автономного источника можно использовать задающий генератор приема с высокой стабильностью.

^ Методы принудительной синхронизации могут быть основаны на использовании отдельного канала (по которому передаются синхросигналы, необходимые для подстройки задающего генератора приема) или информационной (рабочей) последовательности. Использование первого метода требует снижения пропускной способности рабочего канала за счет выделения дополнительного синхроканала. Поэтому на практике чаще всего используется второй метод.

В качестве примера рассмотрим два вида устройств с принудительной синхронизацией по информационной последовательности: с непосредственным воздействием на задающий генератор и без непосредственного воздействия на задающий генератор.

На рис.4.1 изображена структурная схема устройства синхронизации с непосредственным воздействием на задающий генератор

ТИ


ЗМ

ФД

ЗГ




УУ




Рис 4.1




В фазовом дискриминаторе (ФД) осуществляется сравнение по фазе значащих моментов (ЗМ) принимаемого сигнала с тактовыми импульсами (ТИ), вырабатываемыми ЗГ. При расхождении по фазе ФД вырабатывает сигнал фазового рассогласования. Устранение обнаруженного ФД фазового рассогласования осуществляется в устройстве управления (УУ), которое в зависимости от величины и знака сигнала фазового рассогласования вырабатывает управляющий сигнал, воздействующий непосредственно на один из параметров ЗГ, изменяя его частоту, а следовательно, и фазу вырабатываемых им тактовых импульсов в нужную сторону, т.е. сводит к нулю расхождение фаз.

Для уменьшения влияния помех и искажений, приводящих к случайному отклонению фазы, часто между ФД и УУ включается усредняющее устройство, устраняющее ложное регулирование ЗГ, которое снижает точность синхронизации.

Общим недостатком устройств синхронизации с непосредственным воздействием на задающий генератор является невысокая точность синхронизации. Это связано с уменьшением стабильности задающего генератора примерно на порядок вследствие воздействия на один из его параметров. От этого недостатка свободны устройства синхронизации без непосредственного воздействия на задающий генератор, в которых фаза подстраивается в промежуточном преобразователе (ПП).


Структурная схема устройства синхронизации без непосредственного воздействия на задающий генератор приведена на рис.4.2.

ТИ


ЗМ

^

ФД

ПП

ЗГ




УУ




Рис.4.2




Состав и назначение блоков данной схемы аналогичны приведенной на рис. 4.1, за исключением того, что управляющий сигнал подается не непосредственно на ЗГ, а на ПП. В ПП фаза тактовых импульсов изменяется при неизменной частоте ЗГ. В качестве ПП чаще всего используется делитель частоты (ДЧ) следования импульсов.

Процесс изменения фазы тактовых импульсов можно пояснить структурной схемой на рис. 4.3 и временными диаграммами, приведенными на рис. 4.4.

fЗГ=mfТИ

fЗГ

fТИ

^

ЗГ


СДИИ

ДЧ




Искл.




Доб.




Управляющий сигнал



Рис. 4.3



fЗГ


t

a)


fТИ


t


Добавочный импульс


fТИ


t

б)


fЗГ


t

t


Исключенный импульс


fЗГ


t

в)


fТИ


t

t

Рис. 4.4




Последовательность импульсов, вырабатываемая ЗГ с частотой следования fЗГ=mfТИ, подается на схему добавления и исключения импульсов (СДИИ). При отсутствии управляющего сигнала с выхода УУ эта последовательность импульсов делится до частоты fТИ делителем с коэффициентом деления m (рис. 4.4, а). Для примера на рис.4.4,а приведено устройство с m=6. В этом случае на выход выдается каждый шестой импульс ЗГ. При наличии отставания фазы ТИ от ЗМ принимаемого сигнала ФД вырабатывает сигнал фазового рассогласования, который вызывает появление на выходе УУ сигнала добавления импульса. Добавочный импульс на должен совпадать во времени с импульсами ЗГ и располагаться между ними. В результате фаза ТИ сместится в сторону опережения (влево по оси времени) на величину, равную одному периоду колебаний ЗГ: t=1/fЗГ (рис.4.4, б). В случае опережения ФД вырабатывает сигнал фазового рассогласования, который приводит к появлению на выходе УУ сигнала исключения одного из импульсов ЗГ. В результате фаза ТИ сместится в сторону отставания (вправо по оси времени) на ту же величину t (рис. 4.4, в). Таким образом, путем добавления и исключения импульсов с выхода ЗГ можно легко изменять фазу ТИ в нужную сторону.


^ 4.3. Групповая синхронизация


Групповая синхронизация имеет исключительно важное значение, так как нарушение синхронизма приводит к неправильному декодированию кодовых комбинаций.

В устройствах групповой (цикловой) синхронизации в отличие от устройств синхронизации по элементам информацию о фазе можно извлечь лишь тогда, когда в сообщении есть избыточная информация. Для этого можно воспользоваться избыточностью, вводимой для повышения верности передачи информации. В таком случае факт синхронизации подтверждается сравнительно малым числом обнаруженных ошибок, которые обусловлены только действием в канале связи помех. Когда избыточная информация в сообщении отсутствует, необходимо на передаче вводить специальные сигналы, позволяющие на приеме разделить группы элементов, в качестве которых, в частности, могут выступать кодовые комбинации. При этом скорость передачи информации снижается.

В случае передачи информации в течение сравнительно короткого промежутка времени и при использовании равномерного кодирования для обеспечения групповой синхронизации достаточно определить начало сеанса связи и послать сигнал пуска (стартовый сигнал) перед передачей информации в канал связи. Такой метод одноразовой передачи синхронизирующей информации называют безмаркерным методом групповой синхронизации. Метод, при котором специальные сигналы, позволяющие отделить одну кодовую комбинацию от другой, посылаются в течение всего сеанса связи называется маркерным.

^ Безмаркерный метод групповой синхронизации можно использовать только при синхронном способе передачи. На рис. 4.5 приведена структурная схема синхронной системы, использующей безмаркерный метод групповой синхронизации.


Рпер

Рпр




Нпер

1

1


2


Канал

2


Нпр

ИС


.

.

.

.

.

.
^

ПС



n

n




УУ

ДФК

УУ

ПФК




Рис. 4.5




Первоначально запуск распределителя приема производится от специальной кодовой комбинации (или серии комбинаций), называемой фазирующей (ФК) и формирующейся в датчике фазирующей комбинации (ДФК). В исходном состоянии источник сообщения (ИС) заблокирован управляющим устройством (УУ) и передается фазирующая кодовая комбинация с помощью n-элементного распределителя передачи (Рпер). Распределитель передачи в простейшем случае может представлять собой устройство, состоящее из контактной группы и щетки. С помощью щетки происходит считывание элементов сообщения на передаче и запись в соответствующие ячейки распределителя приема (Рпр). Фазирующая комбинация регистрируется на приеме приемником фазирующей комбинации (ПФК). Если приемник не сфазирован с передатчиком, то ФК не будет зарегистрирована. В конце цикла УУ приемника произведет подстройку фазы приемника. Эта подстройка будет происходить до тех пор, пока приемник не будет сфазирован с передатчиком. После того, как приемник сфазирован, передатчик начинает передачу информационных кодовых комбинаций. Накопители передачи (Нпер) и приема (Нпр) выполняют на схеме рис. 4.5 роль буферных устройств.

Время фазирования зависит от длины самой ФК и фазового положения распределителя приема относительно распределителя передачи.

При безмаркерном методе групповой синхронизации подстройка распределителя приемника, как правило, производится на величину, равную длительности одного элемента. Групповой синхронизм после того, как передатчик и приемник сфазировались при данном методе, поддерживается благодаря тому, что приемнику заранее известна длина принимаемых кодовых комбинаций. Моменты начала и конца кодовых комбинаций определены после вхождения в синхронизм на весь сеанс передачи информации.

Недостатки безмаркерного метода: необходимость прекращения передачи информации после любого нарушения групповой синхронизации; отсутствие постоянного контроля синхронизма приемника относительно передатчика (наличие синхронизации можно оценивать лишь косвенно, по появлению большого числа ошибочных кодовых комбинаций); необходимость наличия обратного канала для передачи информации о рассинхронизации приемника. Преимущество безмаркерного метода состоит в том, что фазирование осуществляется без существенного снижения скорости передачи информации.

^ Маркерный метод групповой синхронизации можно использовать как при синхронном, так и при стартстопном методах передачи. На рис. 4.6 приведена структурная схема синхронной системы, использующей маркерный метод групповой синхронизации.


Рпер

Рпр




Нпер

1

1


Нпр

ИС


2

.

.

.


Канал

2

.

.

.
^

ПС



n

n


n+1

n+1

ДМ

УУ

ПМ




Рис. 4.6




Алгоритм работы устройства состоит в следующем. От источника сообщение поступает на накопитель и с помощью щетки распределителя считывается n элементов в канал связи. На (n+1)-м такте считываются элементы маркера, поступающие от датчика маркера (ДМ). В данном случае за цикл передачи считывается один элемент маркера, который находится в конце кодовой комбинации.

На приеме кодовая комбинация с помощью щетки распределителя приемника записывается элемент за элементом на Нпр. К (n+1)-му выходу распределителя подключен приемник маркера (ПМ), выход которого соединен с управляющим устройством (УУ). При расхождении распределителей по фазе маркер не поступает на приемник маркера и УУ смещает щетку распределителя приема на один шаг.

Количество шагов (циклов) подстройки определяется исходным положением щетки распределителя приема (расхождением по фазе между передатчиком и приемником). Смещение щетки распределителя приема будет происходить до тех пор, пока приемник маркера не зарегистрирует фазирующую комбинацию (маркер). Синхронизация в такой системе контролируется на протяжении всего сеанса работы, так как в каждом цикле передачи имеется элемент маркера. При обнаружении рассинхронизации приемник маркера, спустя некоторое время, снимает блокировку с УУ и система связи перейдет в режим синхронизации. В этом режиме приемник маркера запрещает выдачу информации с накопителя.

На рис. 4.7 приведена структурная схема стартстопной системы, которая относится к системам с маркерным методом групповой синхронизации.

Рпер

Рпр




^

Датчик старта

Приемник старта




Нпер

1

1


Нпр

СО

СР


2

Канал

2

ИС


.

.

.

.

.

.
^

ПС



n

n

Датчик стопа

Приемник

стопа




Рис. 4.7




Отличительной особенностью данной системы по отношению к синхронной является то, что маркер представляет собой совокупность двух элементов: элемент «Старт», с которого начинается каждая стартстопная кодовая комбинация, и элемента «Стоп», которым кодовая комбинация заканчивается.

Передатчик стартстопной системы содержит приемник старта и стопа. С помощью схем объединения (СО) и разделения (СР) производится объединение и разделение информационной части и сигналов маркера.

Преимущество маркерного метода групповой синхронизации состоит в том, что при передаче информации осуществляется постоянный контроль за синхронизмом передатчика и приемника. Недостатком маркерного метода является большее, чем при безмаркерном снижение информационной скорости передачи информации.

Выбор того или иного метода групповой синхронизации осуществляется на основании требований, предъявляемых к системе связи.

^
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ




  1. Дайте определение поэлементной синхронизации. Дайте определение групповой синхронизации. Дайте определение цикловой синхронизации.

  2. В чем сущность синхронного метода передачи?

  3. В чем сущность стартстопного метода передачи?

  4. Сравните синхронный и стартстопный методы передачи.

  5. Расскажите о принципе действия устройств синхронизации с непосредственным воздействием на задающий генератор. Какой недостаток устройств синхронизации с непосредственным воздействием на задающий генератор?

  6. Расскажите о принципе действия устройств синхронизации без непосредственного воздействия на задающий генератор.

  7. Расскажите о принципе действия синхронной системы, использующей безмаркерный метод групповой синхронизации. Перечислите преимущества и недостатки безмаркерного метода групповой синхронизации.

  8. Расскажите о принципе действия синхронной системы, использующей маркерный метод групповой синхронизации.

  9. Расскажите о принципе действия стартстопной системы, использующей маркерный метод групповой синхронизации.

  10. Перечислите преимущества и недостатки маркерного метода групповой синхронизации.
^

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ




Основная





  1. Передача дискретных сообщений. Учебник для вузов / Под ред. В. П. Шувалова. - М.: Радио и связь, 1990. - 464 с.



Дополнительная





  1. Основы передачи дискретных сообщений. Учебник для вузов / Под ред. В.М. Пушкина. - М.: Радио и связь, 1992. - 288 с.

  2. Телекоммуникационные системы и сети. Т. 1. Учеб. пособие / Крук Б. И. и др. - Новосибирск.: СП «Наука» РАН, 1998. - 536 с.

  3. Емельянов Г.А., Шварцман В.О. Передача дискретной информации. Учебник для вузов. - М.: Радио и связь, 1982. - 240 с.



Похожие:

Конспект лекций Кафедра передачи дискретных сообщений и телеграфии (пдс и Т) Для специальности: 200900 iconКонспект лекций для студентов специальности «Теплогазоснабжение и вентиляция»
Конспект лекций дисциплины «Строительная теплофизика» предназначен для студентов, изучающих в рамках специальности «Теплогазоснабжение...
Конспект лекций Кафедра передачи дискретных сообщений и телеграфии (пдс и Т) Для специальности: 200900 iconКонспект лекций Херсон 2002 Конспект лекций разработал зав каф доц к. т н. Герасимович Л. М. Конспект лекций рекомендован для студентов по специальности 050206 "Менеджмент внешнеэкономической деятельности предприятий"
Охватывает рынки всех стран. Внутренний – национальный валютный рынок в пределах государства
Конспект лекций Кафедра передачи дискретных сообщений и телеграфии (пдс и Т) Для специальности: 200900 iconКонспект лекций для студентов по специальности 1-25 01 08 «Бухгалтерский учет, анализ и аудит»
...
Конспект лекций Кафедра передачи дискретных сообщений и телеграфии (пдс и Т) Для специальности: 200900 iconЛекция №1 1 час. 2 с 2семестр, 09-рэиС-609-3р. 2011-2012 учебный год Айгараева Гайни Абдибаевна ассоц проф. Кау к. п н
В зависимости от способа обработки и передачи сообщений систе­мы передачи разделяются
Конспект лекций Кафедра передачи дискретных сообщений и телеграфии (пдс и Т) Для специальности: 200900 iconКонспект лекций для студентов специальностей 200900 «Сети связи и системы коммутации» и 201000 «Многоканальные телекоммуникационные системы»
...
Конспект лекций Кафедра передачи дискретных сообщений и телеграфии (пдс и Т) Для специальности: 200900 iconКонспект лекций стр. Физическая среда передачи данных
На сегодня большая часть компьютерных сетей используют для соединения провода и кабели. Они выступают в качестве среды передачи сигналов...
Конспект лекций Кафедра передачи дискретных сообщений и телеграфии (пдс и Т) Для специальности: 200900 iconКонспект лекций и методические указания к курсовой работе для студентов специальности: 270102 «Промышленное и гражданское строительство» заочной формы обучения
Матыс Е. Г. Экономика отрасли: краткий конспект лекций и методические указания к курсовой работе для студентов специальности 270102...
Конспект лекций Кафедра передачи дискретных сообщений и телеграфии (пдс и Т) Для специальности: 200900 iconКонспект лекций для магистрантов специальности 6М071900 Радиотехника, электроника и телекоммуникации
Конспект лекций для магистрантов специальности 6М071900 – Радиотехника, электроника и телекоммуникации
Конспект лекций Кафедра передачи дискретных сообщений и телеграфии (пдс и Т) Для специальности: 200900 iconКонспект лекций по курсу «Вычислительные системы, сети и телекоммуникации» для специальности 080801. 65 «Прикладная информатика (по областям)
Конспект лекций по курсу «Вычислительные системы, сети и телекоммуникации» для специальности 080801. 65 «Прикладная информатика (по...
Конспект лекций Кафедра передачи дискретных сообщений и телеграфии (пдс и Т) Для специальности: 200900 iconКонспект лекций по дисциплине «Инвестирование» (для студентов специальности 06. 0501 ). Дитм, 2004г
Охватывают показатели, характеризующие
Разместите ссылку на наш сайт:
Уроки, сочинения


База данных защищена авторским правом ©izlov.ru 2000-2014
При копировании материала обязательно указание активной ссылки открытой для индексации.
связаться с нами